反激變壓器工程設(shè)計

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反激變壓器工程設(shè)計

電源網(wǎng)深圳電源技術(shù)交流會

2011年11月鄒超洋

內(nèi)容提要

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反激電源的結(jié)構(gòu)與應(yīng)用匝比的選取 DCM或CCM工作模式漏感與分布電容氣隙的作用與選取變壓器的繞制技術(shù) 安規(guī)與EMI的考慮變壓器的驗證與優(yōu)化

反激電源的結(jié)構(gòu)與應(yīng)用

Flyback是Buck-boost的隔離版本， Flyback中變壓器T的功能跟 Buck-boost中L1的作用基本相同，但多了一個隔離初、次級電壓的功能。但變壓器的設(shè)計比電感卻復(fù)雜得多，需要有很強的理論知識與豐富的實踐經(jīng)驗，才能很好的平衡各個參數(shù)，達(dá)到設(shè)計規(guī)格的要求

反激電源的結(jié)構(gòu)與應(yīng)用

反激式開關(guān)電源因為其簡單的結(jié)構(gòu)，低廉的成本，在小功率電源中，特別在多路輸出的輔助電源中被廣泛采用。由于反激變換器有較大的紋波電流流過變壓器跟輸出元件（DCM模式時紋波電流更大），這會降低整體效率，所以反激不適合大功率特別是大電流的輸出場合，一般應(yīng)用在小于150W的場合。反激電源中的變壓器由于集三大功能（儲能電感，電氣隔離，電壓與電流變換）于一身，而且在CCM模式工作時，變壓器還需要承受較大的直流成分，所以其工作狀態(tài)較其他單端正激類，雙端正激類拓?fù)?（push-pull,half-birdge,full-bridge及相關(guān)衍生拓?fù)洌┑淖儔浩饕獜?fù)雜得多，很多電源工程師喜歡用純數(shù)學(xué)理論的方法去計算與設(shè)計，往往很難得到滿意的結(jié)果。其原因是因為變壓器的實際模型中有很多的分布參數(shù)很難估算，所以，工程應(yīng)用設(shè)計中往往需要將很多的參數(shù)作折衷考慮，以便獲得更優(yōu)的整體性能。

匝比的選取

匝比的選取跟電源的占空比息息相關(guān) n = [Vin(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] 或 Dmax = n*(Vo + Vf) / [Vin(min) + n*(Vo + Vf)]

由上式可以看出， Dmax ∝ n

反激電源中，如果采用電流控制模式，為了避免出現(xiàn)次諧波振蕩，建議最大占空比不要超過0.5，否則需要采用斜坡補償

匝比還決定這次級整流二極管的反向耐壓值 Vd = Vo + Vin(max) / n

匝比的選取

匝比決定著初級的MOSFET的電壓應(yīng)力 Vmos = Vin(max) + n*(Vo + Vf)

由左圖可知，增大匝比會使開關(guān) MOSFET的Vds 電壓應(yīng)力增大， Snubber電路的損耗也加大，從而影響電源的整體效率。

DCM或CCM工作模式

DCM的優(yōu)缺點：

所有功率元器件承受的峰值電流較大，電流的有效值也大，在一定程度上會影響電路的效率；大的di/dt會帶來EMI問題；因為占空比跟輸出的電流大小有關(guān)，要得到穩(wěn)定的輸出，必定有個最小負(fù)載的問題；對次級輸出的電容要求也更高，否則會有很大的紋波問題。因為初級開關(guān)管開通前，次級整流二極管就已經(jīng)關(guān)閉，

所以不存在反向恢復(fù)的問題；反饋補償容易，不存在右半面零點的問題，所以負(fù)載電流突變引起的瞬態(tài)響應(yīng)更快，過沖也不會太高。

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DCM或CCM工作模式

CCM的優(yōu)缺點：

初級峰值電流相對較小，但會疊加較大的直流成分，需要增加氣隙以防止變壓器飽和；占空比跟輸出的電流大小無關(guān)，故適合于負(fù)載電流變化較大的場合；對次級輸出的電容要求相對較低，有利于降低電容的容量與體積。次級整流二極管存在反向恢復(fù)的問題，從而引起發(fā)熱與EMI問題；反饋補償復(fù)雜，存在右半面零點的問題；需要較大的磁芯與較多的初級匝數(shù)。

DCM或CCM工作模式

決定電路工作模式的參數(shù)是初級勵磁電感與負(fù)載電流。輸出功率小或輸出電流小的電源適合采用DCM模式，相反輸出大電流或大功率的電源適合采用 CCM模式。對于一個確定功率的電源，低壓 CCM，高壓DCM 是較理想的選擇。

漏感與分布電容

漏磁通：

耦合電感或變壓器中，由一次繞組產(chǎn)生，且不能匝鏈到二次繞組的部分磁通。（如右圖）

漏感：

不能耦合到二次側(cè)的電感，分布在變壓器的整個線圈中，跟繞組是串聯(lián)關(guān)系，因能量不能向二次側(cè)釋放，所以在開關(guān)管關(guān)斷時刻會產(chǎn)生較大電壓尖峰。

漏感與分布電容

漏感的真實值：

對反激變壓器工作過程有影響的漏感，不僅僅包含初級不能耦合到次級的電感，還包含變壓器二次繞組的漏感通過匝比折算到初級的漏感，以及布線所產(chǎn)生的電感，通過匝比折算到初級的電感

即

Llk=Llkp+n^2*Llks+n^2*LlZS

在輸出低電壓大電流的電源中，次級折算過來的電感可能比一次電感還要大，這將大大降低電源的整體效率。

真實漏感的測量：

將待測變壓器焊接到?jīng)]有裝元器件的實際PCB上，將初級繞組開路，并將所有二次繞組的整流二極管以及濾波電容短路，然后測量初級繞組的電感，得到的值就是漏感的真實值。

漏感與分布電容

數(shù)學(xué)估算真實漏感：

根據(jù)經(jīng)驗，在1oz的FR-4的PCB上，每英寸的布線電感約為20nH。在估算時，必須要將高頻電流流過的通路進(jìn)行合理的等效，最后得到的電感要按照匝比的平方折算到初級。

漏感電路的影響：

如右圖，漏感將使電路波形產(chǎn)生振蕩，增加MOSFET的電壓應(yīng)力與發(fā)熱，使電源的整體EMI性能變差。

解決措施：

增加Snubber電路，鉗位峰值電壓，并將部分的損耗轉(zhuǎn)移。優(yōu)化變壓器的繞制工藝，調(diào)整PCB Layout, 達(dá)到漏感最小化的目的。選用窗口面積寬的磁芯骨架。

漏感與分布電容

變壓器分布電容的危害：

A：可能使變壓器諧振（主要是LC振蕩） B：在方波驅(qū)動的變壓器中，會產(chǎn)

生很大的一次電流尖峰 C：可能與其他的電路產(chǎn)生靜電耦合，影響EMI

分布電容的種類

匝間電容：繞組匝與匝之間的等效電容層間電容：繞組層與層之間的等效電容繞組間電容：各繞組之間的等效電容雜散電容：繞組與磁芯，外部散熱片，PCB之間的等效電容可用一個等效參數(shù)Cp來表示總的分布電容，變壓器浸凡立水之后，或電源整體灌膠之后，此參數(shù)將發(fā)生改變。

漏感與分布電容

匝間電容

如左下圖，匝間電容在高壓輸出時，可能改變繞組間的絕緣強度，特別在單槽骨架中，嚴(yán)重時會引起匝間擊穿短路

改進(jìn)方法如右邊的圖紙，一般采用多槽的骨架進(jìn)行分段繞制，減少匝間電容的影響

漏感與分布電容

層間電容

層間電容占變壓器總分布電容的比例相當(dāng)大，是引起電路中電壓振蕩與電流尖峰的元兇

一般采用優(yōu)選變壓器磁芯骨架，改善變壓器繞制方法，如Z形繞法，U形繞法，累進(jìn)式繞法等，來降低分布電容對電路中電壓與電流的影響

漏感與分布電容

繞組與繞組間的電容

繞組間電容是共模信號耦合的重要通路；一般采用增加絕緣厚度，增加法拉第屏蔽層等方法來減少繞組間電容

雜散電容

是將開關(guān)噪音與共模干擾信號耦合到其他電路中的通道；一般采用接地或增加屏蔽，將干擾接地等措施來改善

氣隙的作用與選取

開氣隙的目的與作用：

氣隙能使磁芯的等效磁路長度增加，減少剩余磁感應(yīng)強調(diào)。氣隙雖不能對磁通的直流成分進(jìn)行完全的修正，但是能使磁通的直流成份基本維持不變，因氣隙增加了磁路中的磁阻，在磁動勢一定時，可以控制磁芯的磁通密度，從而平衡直流成分的影響。

氣隙的作用與選取

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氣隙為何儲存變壓器的大部分能量? 簡單講就是氣隙的磁阻比磁芯大得多，導(dǎo)致大部分的磁動勢都降落在氣隙上，氣隙跟磁通密度成反比。

注意：氣隙處的填充材料必須為逆磁性的材料，否則可能會造成氣隙短路現(xiàn)象，達(dá)不到開氣隙的本來目的；而且需要保持結(jié)構(gòu) 上的平衡，以使邊沿磁通噪聲最小化。

氣隙的作用與選取

氣隙處的散磁

由于邊緣磁通的存在，部分散磁會被靠近變壓器的元器件拾取，從而干擾其他器件的工作；解決方法就是在氣隙處外包一層屏蔽層，如下圖。

邊緣磁通

磁力線在氣隙處由于失去了磁芯的約束，在氣隙的周圍，部分磁力線以高損失的路徑重新進(jìn)入磁芯，這就引起了磁芯在氣隙處的發(fā)熱問題

氣隙的作用與選取

開氣隙的方法：

磨氣隙：加工簡單，量產(chǎn)一致性好；中柱處由于邊緣磁通影響易發(fā)熱

墊氣隙：工藝復(fù)雜，不易控制一致性，易散磁；磁通分布均勻

變壓器的繞制技術(shù)

三明治繞法的是與非

三明治繞法的好處主要是增加初次級的耦合面積，降低漏感，從而可以降低MOSFET關(guān)斷時的漏感尖峰電壓，降低MOSFET的電壓應(yīng)力，在低壓輸出時可以提升效率。但在增加耦合面積的同時，使繞組間的分布電容加大，而繞組間電容是共模干擾信號主要的傳遞路徑，故三明治繞法會使EMI性能變差。采用初級包次級還是次級包初級的繞法，主要是從EMI(du/dt)與散熱(大電流流過繞組)兩個方面來考慮的。

變壓器的繞制技術(shù)

疏繞跟密繞:

疏繞（勻繞）

繞組均勻分布在變壓器窗口中；繞組的匝間電容影響小，跟其他的繞組耦合程度高，漏感小，有利于輸出電壓的穩(wěn)定性。但繞制工藝不好控制。

密繞

繞組緊密的繞制在變壓器的中間或兩邊；繞制工藝簡單，有利于后續(xù)繞組的平整度控制。但匝間電容與漏感稍大，在輸出電壓較低，電流小的場合對輸出電壓有一定影響。

變壓器的繞制技術(shù)

單層圈數(shù)的計算：

在計算單層圈數(shù)時，是通過骨架寬度除以漆包線的外徑，得到的值需要將小數(shù)點以后的數(shù)值舍去，并需要減去一圈作為進(jìn)出線的余量。例：EFD30的幅寬是20mm，假如初級線徑是0.5mm(外徑則為0.55mm)，那么可以繞制最多的圈數(shù)是 20mm/0.55mm-1=35.36 取整之后為35T

注意：

在進(jìn)線與出線的邊沿，特別是多股線同時繞制時，由于漆包線的折彎，造成占用的空間比正常繞組一圈時大

變壓器的繞制技術(shù)

盡量繞滿整數(shù)層

在計算好變壓器匝數(shù)與線徑直之后，接下來需要根據(jù)骨架寬度與深度驗算是否能容納下所有的繞組，此時需要考慮漆包線的外徑，擋墻寬度，絕緣膠帶厚度，折線厚度等因素。當(dāng)發(fā)現(xiàn)繞組不是整數(shù)層時，就需要調(diào)整匝數(shù)或線徑以滿足單個繞組為整數(shù)層的要求，因為小數(shù)層繞組(特別處在最里層時)容易造成后續(xù)的繞組不平整，從而影響繞線的分布參數(shù)與絕緣強度。

變壓器的繞制技術(shù)

繞組的絕緣

當(dāng)繞完一個繞組之后，繞組需要將線折回到進(jìn)線端的骨架定位腳時，需要先包1-2層膠帶進(jìn)行絕緣，然后才將線折過來。且線盡量以90度左右的角度折彎，以盡量滿足對匝數(shù)精度的要求。繞線為了滿足安規(guī)對絕緣的要求，一般加擋墻或使用三重絕緣線，且各繞組之間加高強度的絕緣膠帶。

安規(guī)與EMI的考慮

關(guān)于安規(guī)標(biāo)準(zhǔn)

關(guān)于安規(guī)的一些要求

如果次級繞組不能跟鐵芯保持安規(guī) 的距離要求時，那么鐵芯就被當(dāng)成次級元件，必須跟初級保持足夠的安規(guī)距

離。

一般用途的Adapter: IEC/EN61558-2-6 一般用途的Charger: IEC/EN60335-2-29 IT類專用的Adapter: IEC/EN60590 音響視訊類專用的Adapter: IEC/EN60065 醫(yī)療儀器類專用的Adapter: IEC/EN60601 量測儀器類專用的Adapter: IEC/EN61010

注意：

IEC/EN60335-2-29的初、級側(cè)繞組跟鐵芯的爬電距離是4.0mm，初次級元件之間的距離是8.0mm

BOBBIN厚度的要求：

IEC/EN61558-2-6與IEC/EN603352-29規(guī)定要大于1.0mm，其余的為 0.4mm

安規(guī)與EMI的考慮

變壓器是怎樣影響EMI的？

變壓器的分布電容，是引起初級到次級的共模與差模干擾的根本原因

安規(guī)與EMI的考慮

變壓器的EMI處理

從原理上來說，最有利于EMI的繞法是減少初次級之間的耦合電容，也就是說要加大初次級之間的距離，但這又會增大漏感，反而會增大電路損耗與EMI強度，所以需要綜合考慮。一般常見的方法是在初次級之間增加一個Y電容，將返回地線的共模電流直接短路到初級地線，減少通過地線返回的電流。還有一種方法是在初次級繞組之間加入法拉第屏蔽層（靜電屏蔽），將初次級之間的共模信號直接短路到初級地，有加銅箔(0.9T或1.1T) 與加繞組(繞組的感應(yīng)電壓與被屏蔽繞組電壓相反)兩種方法。對于輻射一般是在變壓器最外層加入一個短路的屏蔽銅箔，將輻射的電磁能量以渦流的形式消耗掉，且渦流的磁場方向跟原變壓器的干擾磁場相互抵消。

變壓器的驗證與優(yōu)化

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經(jīng)常碰到的棘手問題：

接線（多股線，銅箔,飛線）進(jìn)線與出線交叉，影響EMI 破皮(線徑，絕緣強度) 多線并饒（絞合，繞線平整度）骨架窗口的有效利用率（安規(guī)擋墻，接線端口）繞組的趨膚效應(yīng)與臨近效應(yīng) 變壓器的損耗溫升考慮變壓器設(shè)計的折中（體積，效率，溫升，成本，工藝）

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……

待續(xù) ……

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